Analoges Multiplexen mit geringem Rauschen und geringer Verzerrung

Ich versuche, eine rauscharme, verzerrungsarme und kostengünstige Operationsverstärkerschaltung zum Multiplexen von analogen (Audio-) Signalen zu entwickeln. Erfahrung, Forschung und einige Experimente haben mich bereits zu folgenden Komponenten in Kombination mit einer geeigneten rauscharmen Stromversorgung geführt:

• NE / SA5532A Dualer rauscharmer Operationsverstärker (Datenblatt)
• Analoger CMOS-Schalter HEF4053B (Datenblatt)

Bei dieser Frage geht es im Wesentlichen um die Integration des Schalters. Ich weiß, dass Relais eine Alternative zu CMOS-Schaltern sind, aber bei ungefähr dem 5- bis 10-fachen der Kosten sind sie in diesem Design keine Option.

Es gab feine Fragen mit vernünftigen Antworten zu Operationsverstärkerschaltungen mit (umschaltbarer) variabler Verstärkung, z . B. hier . Bei dieser Frage geht es nicht um dieses Problem, wie der Titel schon sagt. Aber nehmen Sie mich mit und lassen Sie mich dies als Einführung näher erläutern.

Betrachten Sie diese Schaltung mit variabler Verstärkung:

Die Position der Schalter in dieser Schaltung ist perfekt. Sie befinden sich in Bodennähe, sodass kein Offset den Schaltwiderstand beeinflusst. Infolgedessen erzeugen die Schalter in dieser Position keine Modulationsverzerrung.

Im Signalpfad sind die Schalter auch von den empfindlichen Operationsverstärker-Eingangspins entfernt. Rin, Rf, Rg1 und Rg2 können sich alle sehr nahe an den Eingangspins befinden. Wenn sich der Schalter auf der Eingangsseite des Operationsverstärkers befindet, ist dies nicht möglich.

Nun zum eigentlichen Kern meiner Frage. Hier sind 4 verschiedene mögliche Konfigurationen des Eingangsmultiplexens, von denen keine der idealen Konfiguration über der Lösung mit variabler Verstärkung nahe kommt.

Die Schaltung um U3 ist der Vollständigkeit halber da, aber am wenigsten sinnvoll.

In den Schaltkreisen um U2 und U4 sehen die Schalter einen variablen Spannungspegel und dies führt zu Modulationsverzerrungen.

Die Schaltung um U1 hat die Schalter an virtueller Masse, aber ihre Position befindet sich auch am invertierenden Eingangspin. Ich habe dies in der Vergangenheit implementiert und aus Erfahrung führt dieses Layout zu einer hohen Rauschempfindlichkeit. Ich spreche nicht von inhärentem Rauschen der Schaltung, sondern von Rauschen der umgebenden Elektronik.

Meine Frage ist, ob jemand Erfahrung mit dem besten Kompromiss hat, der gemacht werden kann, oder ob er irgendwelche Tricks vorschlagen kann, die die hier zusammengefassten Nachteile umgehen können, oder ob er einen cleveren, anderen Schaltplan vorschlagen kann, der das gleiche Ziel erreicht.

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In den Antworten und Kommentaren wurden verschiedene Aspekte des Hauptthemas angesprochen. Im Wesentlichen habe ich nach der besten Topologie gefragt, und sie hat sich in Richtung Schaltereigenschaften (Einschaltwiderstand, Einlinearität, Ausschaltkapazität) und Nebenwirkungen der Mischkonfiguration (Knotenladung, die beim Schalten zu Plops führt), Übersprechen, verschoben. ..

Ich bin mir all dieser Probleme bewusst und habe die Frage möglicherweise zu stark vereinfacht, um Klarheit und Konzentration zu erreichen.

Andy aka hat wertvolle Überlegungen angestellt, die ich weiter verfolgen werde, aber die vorgeschlagene Lösung ist genau so, wie ich es in der Vergangenheit getan habe, mit weniger Erfolg als ich gehofft hatte.

τεκ hat eine einfache, aber interessante Alternative angesprochen, die ich auch untersuchen werde.

Meine Zwischenschlussfolgerung ist, dass ich versuchen werde, das Hörbuch von Douglas Self zu bekommen. Ich werde mich mit Switch- und FET-Eigenschaften befassen und versuchen, deren Wirkung in den verschiedenen Topologien zu simulieren. Das könnte zu neuen Erkenntnissen führen und ich werde darüber berichten. Ich werde am Ende definitiv verschiedene Lösungen prototypisieren. Es kann also einige Zeit dauern, aber ich werde mit neuen Erkenntnissen zurückkommen und darüber berichten.

Alternative:

^{simulieren Sie diese Schaltung - Schema erstellt mit CircuitLab}

Nachteile:

• Eingänge lecken basierend auf dem Verhältnis des Einschaltwiderstands zu Rg durch
• Off-State-Kapazität kann zu Frequenzgangverzerrungen führen

Vorteile:

• Die Linearität beim Einschalten ist nicht wichtig.
• Der Ausschaltwiderstand ist normalerweise so hoch, dass er ignoriert werden kann.
• Wenn die Eingangsspannung niedrig genug ist, kann der Schalter ein einzelner MOSFET sein.

Ein Aspekt Sie haben nicht berücksichtigt ist , dass mit einem invertierenden Mischer, dem Mischknoten eine virtuelle Erde ist daher Sie „MIX“ Eingangsströme und jeder Eingang des Strom „Senken“ in eine virtuelle Erde. Dies bietet einen großen Vorteil:

Very little cross talk between one input signal and another.

$^1$

In einem Mischer wie diesem leidet der Mischknoten sehr darunter, dass alle Eingänge mit ihm verbunden sind, also würde ich mich für die Schaltung entscheiden, die U1 verwendet. Ja, am Mischknoten ist mehr Kapazität gegen Masse vorhanden, was zu hochfrequentem Rauschen führt, aber auch zu einer Reihe von Eingängen. Dies ist ein Problem, mit dem alle Anlogue-Mischer konfrontiert sind. Wählen Sie daher einen Operationsverstärker mit geringem Eingangsrauschen Spannungsdichte und bereit sein, einen Parallelkondensator über Rf hinzuzufügen.

Sie müssen auch bedenken, dass bei hohen Audiofrequenzen analoge Schalter keine offenen Stromkreise sind und möglicherweise immer noch ein hohes Spektrum an Rauschen von einem Eingang zu hören ist, der als ausgeschaltet gilt.

$^1$

Nach einigen Simulationen habe ich die τεκ-Lösung mit sehr guten Ergebnissen ausgearbeitet, erstellt und optimiert:

NE5532 ist der eigentliche Opamp, den ich verwendet habe. Beachten Sie nicht den FET im Schaltplan. Ich habe mit mehreren FETs im Bereich von Rdson = 40 mOhm bis 10 mOhm getestet und das Übersprechen ist nur für 10 mOhm FETs akzeptabel. Diese sind jedoch leicht zu finden. Beachten Sie, dass sie mit 4,5 V vollständig geöffnet sein müssen, da ich dies von einem µC mit 5 V toleranten Open-Collector-Ausgängen aus steuern möchte.

Dieses Design ist ein Kompromiss zwischen Rauschen und Übersprechen. Alle Widerstände skalieren gleichzeitig und es sind R13 und R16 gegenüber Rdson, die das Übersprechen (Leckage) bestimmen, während es auch R13, R15, R16, R18 sind, die das thermische Rauschen bestimmen. Der Wechsel von 1k Ohm zu 2k Ohm ist deutlich zu hören.

Dies kann offensichtlich nicht für DC-gekoppelte Systeme funktionieren, alles ist in Abhängigkeit von den FETs in der Mitte der Schiene vorgespannt.

Eine sehr gute Entkopplung der Mittelschiene ist äußerst wichtig, um keine Einflüsse von umgebenden Schaltkreisen zu haben.

Aber das obige Schema mit all seinen Optimierungs-Multiplexen ohne hörbare Verzerrung, mit absolut minimalem Rauschen und Übersprechen.

Falls sich jemand wundert, sind R14 und R17 da, um die Spannung am Drain der FETs zu definieren. Andernfalls würde diese Spannung vom Leck der Koppelkondensatoren abhängen.

Beachten Sie, dass diese Multiplexer-Version einen großen Nachteil hat, der schwer zu lösen ist: Der Ausgang fällt beim Schließen eines der FETs immens aus. Dies liegt daran, dass die Gleichstromvorspannung durch Ziehen des FET-Drains auf Masse gestört wird. Dieser geht durch die Kupplungskappen über, bevor ein neues Gleichgewicht erreicht wird. In meiner Anwendung ist dies jedoch kein Problem, da die Ausgänge während der Multiplexer-Umschaltung kurzzeitig digital stummgeschaltet werden.

Für den Preis kann ich mir keine besseren Alternativen vorstellen, die Nachteile sind beherrschbar, während Lärm und Sound erstklassig sind.