Buck-Schaltregler basierend auf ATtiny84a - bitte kritisieren!

Hier ist ein Versuch, einen Buck-Regler basierend auf einem ATtiny84a als PWM-Controller zu entwerfen. Es sollte von einer 4S LiPo-Batterie (12,8 - 16,8 Volt in) zu einem angemessen geregelten 12-V-Ausgang übergehen, der zum Antrieb von Servomotoren verwendet wird, die 10 bis 14 V-Eingänge akzeptieren. 4S LiPo ist etwas zu hoch und 3S LiPo ist etwas zu niedrig, insbesondere weil ich das Nenndrehmoment von 12 V haben möchte. Das Design soll im schlimmsten Fall 40 Ampere liefern (ein Großteil der Motoren wird blockiert).

Ich kann keine davon kaufen, da alle DC-DC-Wandler, sobald ich den Bereich von 10 bis 15 A verlasse, für den industriellen Einsatz ausgelegt sind und schwere Gehäuse haben, sehr teuer sind, einen 24-V-Eingang erfordern oder andere derartige Fehlanpassungen aufweisen mit meinen gegenwärtigen Anforderungen.

Die Idee ist, den eingebauten analogen Komparator im AVR zu verwenden, um eine Über- / Unter-Zielspannung zu erfassen und einen Impuls von einer bestimmten Dauer zu erzeugen, wenn der Unterwert erkannt wird.

Ich würde dies auf einem Steckbrett mit 20-Gauge-Drähten bauen, die über die Komponentenleitungen für die Hochleistungspfade gelötet sind.

Ich weiß, wie man den "Vermittlungsknoten" und den Rückkopplungspfad so kurz wie möglich hält, wenn man versucht, ein Layout zu erstellen. Ich würde auch alle nicht verwendeten Steckbrettspuren erden, um die Grundfläche eines armen Mannes zu schaffen.

Ich habe versucht, eine Drossel zu wählen, bei der der Sättigungsstrom meinem maximalen Ausgangsstrom entspricht, und eine Buck-Induktivität, bei der der Sättigungsstrom höher als mein maximaler Ausgang ist.

Die Eckfrequenz von 94 uF und 3,3 uH beträgt ungefähr 9 kHz, und ich kann mir vorstellen, dass der AVR viel schneller läuft. Ich denke, jedes Mal, wenn eine Unterspannung erkannt wird, wird ein Impuls von 5 us ausgegeben, und dann gehe ich einfach zurück, um erneut nach Unterspannung zu suchen. Dies ergibt eine maximale Frequenz (bei nahezu 100% Einschaltdauer) von 200 kHz.

Und hier ist der Schaltplan: https://watte.net/switch-converter.png

Zusätzlich zu den in den Kommentaren angesprochenen Bedenken (falsche P-FET-Polarität, keine Catch-Diode / MOSFET) habe ich auf einen Blick einige Bedenken:

• Der Mikrocontroller kann das Gate von Q1 nicht sehr hart ansteuern (normalerweise können GPIO-Pins nur wenige Milliampere liefern), so dass das Ein- und Ausschalten sehr langsam ist. Dies begrenzt das Verhalten Ihres High-Side-Schalters.

• Sie haben keinen Gate-Source-Widerstand an Q1, daher sind Sie ausschließlich darauf angewiesen, dass der GPIO den MOSFET ein- oder ausschaltet. Wenn der GPIO-Pin hochohmig wird, kann sich der MOSFET selbst einschalten, wenn das Gate eine Ladung aus der Umgebung aufnimmt.

• Wenn Ihr 70R P-Kanal-Gate-Widerstand fest eingeschaltet ist (wenn Q1 gesättigt ist), brennt er

  $D \cdot \dfrac{(16V)^2}{70 \Omega} = D \cdot 3.65W$

  Das ist eine verrückte hohe Leistung, da D hoch sein wird (Eingang ist nahe am Ausgang). Außerdem werden die etwa 225 mA, die fließen werden, auch im ersten Quartal verbrannt, was nicht gesund ist, da es sich um ein relativ kleines Gerät handelt.

  $V_{GS}$$V_{GS}$

  • Ihr rein resistives Feedback-Netzwerk ist eine schlechte Idee. Sie brauchen wirklich eine Kompensation und / oder Filterung. Ihr Komparator ist sehr schnell und kann auf Schaltrauschen, Tonabnehmer, Welligkeit usw. reagieren. Da Sie anscheinend keinen Fehlerverstärker mit Kompensation zur Steuerung von Verstärkung und Phase verwenden, benötigen Sie eine Obergrenze über R5 (und etwas Glück).

  • Sie haben keine Stromüberwachung oder Überstromschutz in Ihrem Antriebsstrang.

  • Sie haben keinen Überspannungsschutz in Ihrem Antriebsstrang.

  • Sie haben keinen Übertemperaturschutz in Ihrem Antriebsstrang.

  • Sie haben keinen Eingangs-Verpolungsschutz und keine Eingangssicherung in Ihrem Antriebsstrang. Großes Nein-Nein, insbesondere wenn die Quelle batteriebasiert ist (große Kurzschlussbeschaffungsfähigkeit).

Dies ist ein einfacheres Projekt, wenn Sie einen handelsüblichen analogen synchronen Buck-Controller verwenden. Ich verstehe nicht, warum Sie das ATtiny dafür verwenden möchten.

Davon abgesehen ist dies kein einfaches Projekt. Ihr Schaltplan ist weitgehend unvollständig und verfügt nicht über einen grundlegenden Sicherheitsschutz, den ein Netzteil (insbesondere ein Netzteil mit hoher Leistung wie Ihres) benötigt.

Denken Sie über Ihre Anforderungen nach, berechnen Sie alle Verluste, entwerfen Sie einige Schutzmaßnahmen und kommen Sie mit rev zurück. 2.

Sie entwerfen einen Buck-Regler für:

• Vin von 12,8 bis 16,8 Volt von einem LiPo-Akku mit hoher Kapazität.
• Vout von 12V bei 40 Ampere.
• Die Steuerungstechnik ist pünktlich konstant und die Ausschaltzeit variabel.

Auch nach der guten Antwort von Madmanguruman gibt es noch weitere Dinge zu beachten. Die Hauptschwierigkeit bei diesem Entwurf wird der hohe Strom sein, der verarbeitet wird. Ich werde hauptsächlich auf die Leistungsverarbeitungskomponenten, den Leistungsmodulator und die Filterung achten.

• $\text{D } \text{Iout}^2 \text{Rds}$

• Gate Drive. Bei dieser Konstruktion gibt es keinen ausreichenden Gate-Antrieb. Besonders zum Ausschalten. Wenn 70 Fhm einen FET mit einer Ciss von 3500 pF ausschalten, beträgt die Ausschaltzeit mindestens 500 nSec. Dies bedeutet einen enormen Schaltverlust im FET, wahrscheinlich mindestens 15 W zusätzlichen Verlust im FET. Dieses Design muss einen viel besseren Gate-Antrieb haben. Da der Gate-Antrieb sowieso verbessert werden muss; Es wäre sehr vorteilhaft, auf einen N-Kanal-Schalt-FET umzusteigen und einen passenden Synchrongleichrichter mit einem Gate-Ansteuer-IC (wie IR2104 oder LM5104 oder einem solchen) zu verwenden.

• Hysteretische Kontrolle. Es gibt kein Problem mit einer konstanten Einschaltzeit und einer variablen Ausschaltzeitsteuerung. Die hysteretische Kontrolle kann (wenn Sie vorsichtig sind) gut funktionieren und ein ausgezeichnetes Einschwingverhalten aufweisen. Das Problem hierbei ist jedoch die Verwendung des Komparators in der uC. Es muss Zugang zum Komparator geben, um eine zusätzliche Hysterese bereitzustellen. Daher muss ein Komparator mit Hysterese und einer Reaktionszeit von weniger als 500 nSec hinzugefügt werden. Sie möchten eine Hysterese von ca. 100 mV hinzufügen.

• Ausgangsfilter. Guter Induktor, L1. Bei 40 A plus Welligkeitsstrom steht es kurz vor der Sättigung. Es wäre besser, einen höheren Stromanteil zu haben, aber das ist kein großes Problem. Es sieht so aus, als wären die Ausgangskondensatoren C1 und C2 aus Keramik, was eine gute Wahl ist und einen Gesamt-ESR von weniger als 20 mOhm für eine Welligkeitsspannung von ~ 100 mV haben sollte. Es ist interessant, dass der Lastwiderstand bei maximaler Last (~ 0,3 Ohm) sehr nahe an der charakteristischen Impedanz des Ausgangsfilters (~ 0,2 Ohm) liegt. Dies ist ein Glücksfall, da dies bedeutet, dass der Filter gut gedämpft ist, dazu später mehr. Wenn Sie nur Motoren mit dieser Versorgung antreiben, sollte der Filter der zweiten Stufe (L2, C3) nicht benötigt werden.

Es gibt einige Funktionen, die ausgelassen werden müssen:

• Strombegrenzung muss es zu Ihrer eigenen Sicherheit geben, wenn sonst nichts. Mit der Menge an Strom, die verarbeitet wird, können Überraschungen in Eile auftauchen. Sie haben nicht gelebt, bis sich die Oberseite des Netzschalters explosionsartig von der Unterseite löst und wegfliegt, um in der Decke zu stecken. Wie auch immer, eine Art Strombegrenzung, auch wenn es nur eine Sicherung ist.

• Eingangsfilter. Über den Rest des Systems ist nicht klar, aber der Eingang dieser Versorgung wird die Quelle großer Mengen an EMI sein. Normalerweise wäre dies ein großes Problem.

Auch hier ist die Eingangsimpedanz ein Problem. Schaltregler haben eine negative Eingangsimpedanz und können (leider) gute Oszillatoren abgeben. Die Quellenimpedanz des LiPo und des Verteilungsnetzes muss kleiner als die Hälfte der Eingangsimpedanz der Versorgung sein, um Schwingungen zu vermeiden. Ich denke, LiPo-Akkus mit hoher Kapazität haben eine Impedanz von etwa 20 mOhm (obwohl dies mit dem Alter zunimmt). Die Eingangsimpedanz bei Volllast (40 A) dieser Versorgung mit ihrem Stromausgangsfilter (L1 mit C1 und C2) beträgt mindestens etwa 100 mOhm (bei 9 kHz), was gut aussieht, wenn die Impedanz des Quellenverteilungsnetzwerks niedrig gehalten wird. Denken Sie jedoch an die Dämpfung des Ausgangsfilters, die bei einer Last von 40 A so gut aussah. Wenn die Last auf 10 A abfällt, ist die Dämpfung nicht so gut. Das heißt, bei einer Last von 10 A fällt das Eingangsimpedanzminimum auf etwa 50 mOhm (bei 9 kHz) ab. das würde die Quellenverteilung wirklich eng und problematisch machen. Was für ein Paradoxon, dass dies ein Problem mit geringer Last ist, das durch die Dämpfung des variablen Ausgangsfilters verursacht wird.