Stabilitätsproblem bei Unity-Gain opAmp

Als Teil einer geregelten Stromversorgung für Hardware-in-Loop-Tests für ein studentisches Projekt musste ich einen Strompuffer (Spannungsfolger) entwickeln, der bis zu 1 A liefern konnte.

Ich hatte die (schlechte) Idee, diese einfache Schaltung zu implementieren:

Der PMOS in der Rückkopplungsschleife fungiert als Inverter (mehr V_gate, weniger V_out), und deshalb schließt die Schleife im POSITIVE-Anschluss des opAmp anstelle des Negativs.

Im Labor habe ich VREF = 5V und VIN = 7V eingestellt. Ich sollte dann 5 V an VOUT erhalten, aber ich erhalte diesen außer Kontrolle geratenen Ausgang VOUT:

Und das ist das Steuersignal (Ausgang von opAmp, verbunden mit dem Gate des MOSFET)

Ich finde ähnliche Verhaltensweisen unter verschiedenen VREF, VIN und Rloads. Beachten Sie auch, dass die Ausgabe des opAmp nicht mit einer der Schienen gesättigt ist.

Ich gehe davon aus, dass die Verstärkung der Schleife zu hoch ist, um den opAmp stabil zu halten.

Ich habe Hintergrundwissen zu Kontrollsystemen und Operationsverstärkern, aber ich weiß nicht, wie ich es anwenden soll, um diese Situation zu lösen ...

Ist es möglich, ein Phasenverschiebungsnetzwerk anzuwenden, um die Schleife zu stabilisieren?

Ich würde sowohl "schnelle Hacks" als auch pädagogische Antworten begrüßen!

Das ist ganz einfach: Verwenden Sie einen N-Kanal-FET und verwenden Sie ihn als Source-Follower. Sie können sogar ein BJT verwenden. Der untere Wert hat aufgrund der 3k3-Rückkopplung und der 1k-Erdung von -Vin eine Verstärkung. Wenn Sie keine Verstärkung wünschen, schließen Sie den Ausgang direkt an -Vin an und lassen Sie das 1k weg.

Ein Einheitsverstärkungspuffer am Ausgang eines Operationsverstärkers ist entweder ein Emitterfolger oder ein Sourcefolger. So einfach ist das - Rückkopplung vom Emitter / der Quelle zurück zum invertierenden Eingang des Operationsverstärkers.

Da die Source / Emitter-Spannung dem Operationsverstärker-Ausgangssignal "folgt", sind die Gate / Basis-Belastungseffekte außerdem minimal, so dass Sie sich bei Verwendung eines MOSFET keine Gedanken über die Gate-Kapazität machen müssen.

Denken Sie vernünftigerweise darüber nach - Analog Devices oder TI oder MAXIM of LT -. Ihr Marketing-Team wird nicht eines Morgens aufwachen und ihren Designern sagen - warum können Sie keinen Operationsverstärker entwerfen, der es jemandem ermöglicht, eine Verstärkungsstufe hinzuzufügen es und erwarten, dass es stabil ist. Wenn dies der Fall wäre, müssten die Designer die Leistung des Operationsverstärkers verringern, damit er stabil ist. Wie würde dieser Operationsverstärker auf dem Markt mit all den Operationsverstärkern konkurrieren, die den vernünftigen Weg gehen? und bauen weiter, was sie gut können.

Ihr Operationsverstärker oszilliert, weil Ihre Open-Loop-Verstärkung bei einer Frequenz, bei der die Phasenverschiebung 180 ° beträgt, größer als 1 ist.

Der Operationsverstärker in Ihrer Schaltung treibt eine fast vollständig kapazitive Last an - das Gate des MOSFET.

Es gibt viele Möglichkeiten, dies mit einem gut platzierten Widerstand oder einem Kondensator zu korrigieren. Am besten ist es, einen Vorwiderstand oder einen Parallel-RC-Shunt oder ein Rückkopplungs-RC-Paar zu verwenden - alles hängt von der jeweiligen Schaltung ab.

Weitere Informationen hierzu finden Sie in diesem hervorragenden Artikel von Analog Devices .

HINWEIS: Dieser Beitrag wurde umfangreich bearbeitet, um Tiefe und Klarheit hinzuzufügen. Beim Verfassen der ursprünglichen Antwort wurden viele Details berücksichtigt, die nicht enthalten waren, um die Dinge kurz zu halten. Hier wird die Haut vom Diagnose- und Lösungsprozess abgerissen, um zu zeigen, was unter der Oberfläche vor sich geht, und Substanz hinzuzufügen. Betrachten Sie es als eine Art Tagebuch der Analyse. Ich lasse die ursprüngliche Antwort für transparente Bearbeitungen intakt und füge Details in und nach altem Text hinzu.

$C_{\text{iss}}$

Redaktioneller Kommentar zur Diagnose:

Woher kommt dieser 20-kHz-Pol?

$C_{\text{gs}}$$R_{\text{14}}$$R_g$

$F_p$$\frac{1}{\text{2$\pi $} R_{14} C_{\text{gd}} g_{\text{fs}} R_g}$$\frac{1}{\text{2$\pi $} \text{(1000)} \text{(150pF)} \text{(5)}\text{(10)}}$

$C_{\text{gd}}$$g_{\text{fs}}$$R_{\text{14}}$). Führen Sie eine kurze Summe der Schleifenphasenverschiebung durch, um festzustellen, dass im besten Fall ein Phasenabstand von 45 Grad bei 20 kHz zu erwarten ist (LM358 -90, IRF9530 -180 -45 = -315 Grad). Bereits bei 20 kHz ist der Phasenabstand mit 45 Grad das Minimum, das Sie jemals in Ihrer Schleife sehen möchten, und es ist wahrscheinlich weniger als das. OK, bis jetzt ist das ein totaler SWAG. Es ist wissenschaftlich, da ich einen wissenschaftlichen Taschenrechner zum Multiplizieren und Dividieren verwendet habe, und es ist eine wilde Vermutung, da ich mir das Datenblatt für den IRF9530 noch nicht angesehen und mein Gedächtnis des LM358 Zo nicht aktualisiert habe. Es gibt einen schnellen Hinweis auf die wahrscheinliche Problemquelle für den OP-Schaltkreis.

Auf der Suche nach den einfachsten Ideen, um die Situation zu verbessern:

Zuerst wurde versucht, eine einfache Lösung für die ursprüngliche Schaltung bereitzustellen, was zu den beiden nachstehenden Aufzählungszeichen führte. Dies sind beide Band-Aid-Ansätze, die nicht weit genug gehen können, um einen bedeutenden Unterschied zu machen. Die Lektion hier (die ich bereits kennen sollte) ist, niemals Pflasterlösungen anzubieten, da sie sich nicht lohnen. Es gibt natürlich Möglichkeiten, den ursprünglichen Ansatz zu korrigieren, aber sie sind grundlegender und komplizierter.

$V_{\text{th}}$

Ein paar Anmerkungen zu der Strecke, die ich vorgeschlagen habe:

• R1 in Reihe mit dem Tor ist nur eine Annehmlichkeit. In solchen Schaltkreisen ist es sehr verbreitet, das Gate zur Fehlersuche oder zum Testen zu isolieren. Das Aufspringen eines Widerstands dauert 5 Sekunden. Das Anheben des Kabels eines TO-220 ist sehr viel unbequemer. Tun Sie dies mehrmals und Sie können sogar ein Pad anheben. Wenn Sie ein Oberflächenmontageteil verwenden, müssen Sie den FET ohne Widerstand entfernen.

• Ich zeige einen 1kOhm Widerstand für R15. In Anbetracht der Ausgangsimpedanz des LM358 würde ich jedoch nicht weniger als 10 kOhm verwenden ... und könnte sogar 50 kOhm erreichen.

Du könntest es versuchen:

• Senkung der Ausgangsimpedanz des Verstärkers (um ein Vielfaches) durch Hinzufügen eines Emitterfolgerpuffers am Verstärkerausgang.
• $C_{\text{iss}}$

Da der + -Eingang des Verstärkers als negativer Rückkopplungspunkt verwendet wird, sind die Dinge kompliziert. Normalerweise möchten Sie den OpAmp als Integrator mit einem Rückkopplungskondensator von OpAmp-Ausgang zu -Eingang verwenden. Auf diese Weise können Sie den Crossover-Punkt des Verstärkers so steuern, dass der durch die FET-Kapazität verursachte Phasenverlust unwichtig ist oder kompensiert wird.

Sie könnten mit so etwas beginnen:

Wählen Sie einen Wert für C10, bei dem die Verstärkerverstärkung aus Stabilitätsgründen bei 1 kHz oder weniger durch Null geht. Mit einem FET können Sie bei jeder Last am Ausgang nicht mehr als etwa 3 V erhalten. In diesem Fall müssten Sie einen BJT oder einen höheren Vin verwenden.

Redaktioneller Kommentar zur Source-Follower-Lösung:

Hier ist, wie ich über eine grundlegende Designlösung nachdachte.

Was wissen wir darüber, was Svilches mit seiner Schaltung zu tun versucht? Nun, er möchte 7 V verwenden, um bis zu 5 V mit einer Last von bis zu 1 A zu versorgen, und er möchte, dass die Ausgangsspannung einer Steuerspannung folgt (die er als Referenzspannung bezeichnet). Grundsätzlich möchte ein linear einstellbares Netzteil mit einem LM358-Operationsverstärker zur Schleifenfehlerkompensation und nur 2 Volt Headroom (das wird ein Problem für den LM358 sein).

Wir wissen nicht, welche Modulation die Referenz steuert. Wird es eine Rampe, ein Sinus oder vielleicht eine Puls- oder Stufenmodulation sein? Schritt ist das Schlimmste, obwohl, wenn Sie planen, dass es keine so große Sache ist, so dass sich die Referenzeingabe schrittweise bewegt.

$C_o$

Zwei grundlegende Möglichkeiten:

Kompensieren Sie entweder die gemeinsame Source-Schaltung als stabil oder schalten Sie auf eine Source-Folger-Schaltung um. Die erste Option hat viele Vorteile, ist aber komplizierter und ich habe nach der schnellsten und am wenigsten komplizierten Lösung gesucht. Die zweite Option ist der Source-Follower, da er eingeschränkt ist. Mit beschränkt meine ich den Wechsel von einem Durchgangselement, das Strom puffert und eine Spannungsverstärkung aufweist, zu einem Element, das Strom puffert und (mit Ausnahme der durch parasitäre Elemente definierten besonderen Umstände) eine Spannungsverstärkung von eins aufweist. Der Vorteil der gemeinsamen Source-Schaltung besteht darin, dass es sich um eine Low-Drop-Lösung handelt, die Sie mit einem Source-Follower-Verstärker verlieren. Der einfachste Startpunkt ist also der Source Follower.

Probleme beim Einsatz einer Source Follower Endstufe hier:

• $V_{\text{th}}$$V_{\text{ds}}$$g_{\text{fs}}$$C_{\text{gd}}$
• $V_{\text{gs}}$$\beta$$V_{\text{ce}}$von 2V. Diese P-Kanal-Endstufe sieht die ganze Zeit besser aus, aber wir werden mit dem Source-Follower weitermachen. Randbemerkung zum LM358: National Semiconductor mochte diesen Verstärker so gut, dass er in mindestens drei Produktlinien unterteilt werden konnte: LM124 (ein Quad), LM158 (ein Dual) und LM611 (ein Single mit Referenz). Die Datenblätter für den LM124 und den LM158 zeigen nicht die Leistung in der Nähe der Frequenzweiche, aber das LM611- Datenblatt ist großartig Schauen Sie sich diese Beispielschaltungen an, die Integrator-Caps um den OpAmp haben.

$V_{\text{th}}$

$V_{\text{ds}}$$g_{\text{fs}}$$C_{\text{gd}}$$C_{\text{gs}}$$C_{\text{gd}}$

$C_{\text{gd}}$

Wenn die Verstärkung bei 20 dB / Dekade abfällt, beträgt die Phase 90 Grad, wenn der nächste einfache Pol ein Jahrzehnt entfernt ist. Ein einfacher Pol führt über 2 Jahrzehnte zu einer Phasenverschiebung von 90 Grad, zentriert mit einer Verschiebung von 45 Grad am Pol.

$C_{\text{gd}}$ist 150pF, was die effektive Polfrequenz um ca. 1,5 Oktaven zurückschiebt (eigentlich 1,6 Oktaven, aber warum über 0,1 Oktaven streiten). 1,5 Oktaven sind ungefähr 20 Grad Phasenverschiebung wert, so dass der Verstärker jetzt nur noch 25 Grad Phasenreserve hat. Wenn ein Phasenabstand von 45 Grad zu einem Überschwingen von 1,3 führt, wie viel Überschwingen wäre bei einem Phasenabstand von 25 Grad zu erwarten?

Hier ist eine Auftragung des Stufenüberschreitens gegen die Phasenreserve mit offener Schleife für einen Verstärker mit Einheitsverstärkung und Einheitsrückkopplung.

Suchen Sie im Diagramm einen Phasenrand von 25 Grad und stellen Sie sicher, dass er einem Überschwingen von etwa 2,3 entspricht. Für diesen Source-Follower-Schaltkreis, der einen IRF520 verwendet, würde ein Stufeneingang von 100 mV bei der Referenzspannung ein Überschwingen von 230 mV zusätzlich zu seiner 100 mV-Reaktion verursachen. Dieses Überschwingen würde für einen längeren Zeitraum zu einem Klingeln bei etwa 500 kHz führen. Ein Stromimpuls am Ausgang hätte einen ähnlichen Effekt wie ein starkes Überschwingen, gefolgt von einem Klingeln bei etwa 500 kHz. Dies wäre für die meisten Menschen eine inakzeptabel schlechte Leistung.

Wie konnte das ganze Klingeln reduziert werden? Erhöhen Sie die Phasenreserve. Der einfachste Weg, um den Phasenabstand zu erhöhen, besteht darin, eine Integratorkappe um den Verstärker innerhalb der Einheitsrückkopplungsschleife hinzuzufügen. Ein Phasenabstand von mehr als 60 Grad würde das Klingeln eliminieren, und Sie können dies erreichen, indem Sie die Opamp-Verstärkung um etwa 6 dB reduzieren.

Ein wahrscheinliches Szenario

$V_{\text{ds}}$$C_{\text{gs}}$. Die kapazitive Last am Opamp-Ausgang steigt von 150 pF auf 500 pF an. Das Klingeln mit zusätzlicher Kapazität an der Quelle wird schlechter. Das wird dem Benutzer auch nicht gefallen und er wird noch mehr Kapazität versuchen, um die Quelle zu laden. Wenn die Kapazität an der Quelle 1 uF erreicht hat, klingelt der Stromkreis höchstwahrscheinlich nicht mehr ... er schwingt.

Da ich erwarte, dass Kapazität zum Ausgang der Schaltung hinzugefügt wird, würde ich die Integratorkappe so dimensionieren, dass die Schleifenverstärkung um etwa 20 dB verringert wird.

Unter der Annahme, dass das Problem die kapazitive Last (Gate des MOSFET) ist, sind einige Ideen:

1. Bei Audioverstärkern besteht der klassische Ansatz zur Abwehr kapazitiver Lasten darin, eine Ausgangsinduktivität vorzusehen, die häufig mit einem Widerstand in Reihe geschaltet ist. Nur eine Idee, die Sie im Hinterkopf behalten sollten: Vergessen Sie Induktivitäten nicht, um sich von Kapazitäten zu isolieren.

2. Haben Sie jemals bemerkt, dass die Datenblätter von linearen Spannungsreglern immer einen Bypass-Kondensator am Ausgang empfehlen? Dies hilft bei einer kapazitiven Last. Obwohl es paradox erscheint, liegt die Begründung darin, dass der absichtlich eingesetzte Kondensator eine höhere Kapazität aufweist, die die kleine Kapazität der Last übersteigt, wodurch ein dominanter Pol bei einer niedrigeren Frequenz erzeugt wird. Versuchen Sie es mit einem Kondensator vom Ausgang des Operationsverstärkers gegen Masse von 0,1 uF bis 1 uF.

3. Da Sie den + -Eingang für die Gegenkopplung verwenden, besteht in dieser Schaltung eine große Chance, die Miller-Kompensation in Form einer lokaleren Gegenkopplungsschleife hinzuzufügen: Stattdessen wird ein Kondensator zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers und dem - -Eingang angeschlossen von zu Boden.

4. Ihre Endstufe ist eine Common-Source-Endstufe und hat daher einen Gewinn! Der Operationsverstärker hat bereits Gobs mit offener Verstärkung, und Sie fügen der Schleife mehr hinzu. Stellen Sie sich eine Ausgangsstufe vor, die keinen zusätzlichen Gewinn bringt: Siehe Andy Akas Antwort.

Hinweis: Der folgende Absatz ist in dem Sinne falsch, dass Ihre Idee mit einigen Verbesserungen und in vielen Produkten, insbesondere PMOS-LDOs, funktionieren könnte (und auch funktioniert). siehe das nachfolgende Material. Ich lasse diesen Absatz hier, weil LvW darauf geantwortet hat.

Nun, kapazitive Last ist selbst in einer richtig eingestellten Schaltung ein schwieriges Problem, aber in Ihrer Schaltung [wie gezeichnet] geben Sie dem Opamp eine positive Rückmeldung! Dies wird sogar in der Simulation wie verrückt oszillieren ... mit den gleichen vorhergesagten 5Vpp. Ja, die Oszillationsform ist in der Simulation etwas anders, aber was erwarten Sie ... keine Parasiten und der LM358 hat ein ziemlich einfaches SPICE-Modell.

@LvW: Ich muss ein bisschen mehr darüber nachdenken, was genau passiert, aber ich sehe auch ein aktualisiertes Diagramm mit Vgate. Es ist klar, dass es niemals 5 V erreicht, so dass der Opamp niemals eine tatsächliche negative Rückkopplung sieht, wie dies angeblich bei diesem Design der Fall ist. Der Opamp funktioniert also im Grunde genommen wie ein Komparator. Es gibt auch eine gewisse Phasenverschiebung zwischen diesen beiden Signalen, aber ich bin nicht davon überzeugt, dass dies die Ursache für die Oszillation ist, sondern ich denke, es ist "beabsichtigt". Ich habe versucht, dem Gate einen großen Widerstand (1K, sogar 10K) hinzuzufügen, der immer noch gleich oszilliert.

Grundsätzlich versuchen Sie, ein PMOS-LDO zu entwerfen ! Aber du machst es ziemlich falsch. Sie müssen dies mit einer Bypasskappe der richtigen Größe und ESR ausgleichen! Außerdem würde ein PMOS-LDO die Rückkopplung über einen Spannungsteiler übernehmen. Hier ist mein amateurhaftes LDO-Design:

Wie bei PMOS-LDOs üblich, ist der Ausgangs-ESR kritisch und muss in einem bestimmten Band liegen. Schauen Sie, was passiert, wenn ich es zum Beispiel absenke; beginnt zu schwingen:

Wenn der ESR zu hoch ist, haben Sie erneut Probleme. gut für diese Last muss es ziemlich hoch werden, bevor es auf der anderen Seite des sicheren Bandes schwingt:

Tatsächlich ist das einzige kritische Element darin diese Ausgleichskappe. Ein 10uF mit 0,1 Ohm ESR scheint für einen ziemlich großen Lastbereich von 1K bis 5 Ohm zu funktionieren (was Ihnen den gewünschten 1A-Ausgang geben würde):

Diese Obergrenze würde natürlich zu einer gewissen Bandbreitenbeschränkung führen.

Ihr Operationsverstärker ist wahrscheinlich nicht stabil, weil Sie eine kapazitive Last (Gate-Kapazität) betreiben. Entfernen Sie C10 und senken Sie den Wert von R15 auf zehn Ohm. Sie können auch versuchen, einen anderen Opamp zu verwenden. Das Datenblatt von LM358 sagt:

Kapazitive Lasten, die direkt an den Ausgang des Verstärkers angelegt werden, verringern den Regelkreisstabilitätsspielraum. Werte von 50 pF können unter Verwendung der ungünstigsten nicht invertierenden Einheitsverstärkungsverbindung berücksichtigt werden. Wenn eine größere Lastkapazität vom Verstärker angesteuert werden muss, sollten große Regelverstärkungen oder eine Widerstandsisolierung verwendet werden.

Die Eingangskapazität des IRF9530 beträgt 500pF. Sie müssen also auf jeden Fall einen kleinen Widerstand zwischen den Ausgang des Operationsverstärkers und das Gate des MOSFETs legen.