Tritte mit Vollbrückengleichrichtern

Ich bin dabei, einen isolierten 8-kW-DC / DC-Wandler mit Vollbrückentopologie zu bauen.

Ich sehe einige interessante Phänomene auf den Dioden. Wenn jede Diode in Sperrrichtung vorgespannt wird, tritt über der Diode eine Spannungsspitze auf, bevor sie sich auf die erwartete Zwischenkreisspannung einstellt. Dies sind schnelle 1800V-Dioden (Wiederherstellungszeit nach 320nS), und die Spitzen erreichen 1800V mit nur 350VDC auf der Sekundärseite, weit unter meinem Ausgangsspannungsziel. Erhöhte Totzeit hilft nicht; Der Kick tritt immer noch auf, wenn die Diode in Sperrrichtung vorgespannt ist und ist genauso groß.

Mein Verdacht ist, dass die Ausgangsdrossel die Dioden während der Totzeit in Vorwärtsrichtung vorspannt. Wenn dann die Transformatorspannung in der anderen Halbwelle anzusteigen beginnt, wird die Diode sofort lange genug in Sperrrichtung vorgespannt, um als Kurzschluss über der Transformatorwicklung zu erscheinen. Wenn sich die Diode dann erholt, wird dieser Strom abgeschaltet, was den Kick verursacht, den ich sehe.

Ich habe ein paar Dinge ausprobiert. Irgendwann habe ich parallel zu meiner Brücke eine Flyback-Diode eingebaut. Ich habe die gleichen Fast-Recovery-Dioden wie in meiner Brücke verwendet. Dies hatte keine offensichtlichen Auswirkungen auf die Spikes. Ich habe dann versucht, parallel zu meiner Brücke eine Kappe mit 0,01 uF hinzuzufügen.

Dies reduzierte die Spitzen auf ein handlicheres Niveau, aber die reflektierte Impedanz dieser Kappe verursachte erhebliche Probleme auf der Primärseite. Meine Schutzkappen haben sich verdoppelt!

Einige Möglichkeiten bieten sich an:

1) Ich habe das Problem falsch diagnostiziert. Ich bin mir zu 95% sicher, dass ich sehe, was ich zu sehen glaube, aber ich habe mich vorher geirrt.

2) Verwenden Sie einen Synchrongleichrichter. Ich sollte keine Reverse Recovery Probleme damit haben. Leider sind mir keine JFETs mit Sperrung in diesem Leistungsbereich bekannt, und es gibt keinen MOSFET mit Sperrung. Die einzigen rückwärtssperrenden IGBTs, die ich in diesem Leistungsbereich finden kann, haben schlechtere Verluste als die Dioden.

EDIT: Ich habe gerade festgestellt, dass ich die Natur eines Synchrongleichrichters falsch verstanden habe. Ich brauche keine Reverse-Blocking-FETs. Die FETs leiten Drain-Source.

3) Verwenden Sie Null-Wiederherstellungsdioden. Wieder Probleme mit Verlusten und Kosten.

4) Tritte abwehren. Es sieht so aus, als würde es viel zu viel Strom verbrauchen, in der Größenordnung von 20% meines Gesamtdurchsatzes.

5) Fügen Sie entsprechend den Dioden sättigbare Kerne hinzu. Zwei der größten sättigbaren Kerne, die ich finden konnte, haben meine Tritte kaum verbeult.

6) Verwenden Sie eine stromlos schaltende Resonanztopologie. Ich habe keine Erfahrung in diesem Bereich, aber es hört sich so an, als würde sich der Strom auf der Primärseite reibungsloser ändern, und die Spannung auf der Sekundärseite sollte sich ebenfalls reibungsloser ändern, sodass die Dioden mehr Zeit zur Erholung haben.

Hat sich jemand mit einer ähnlichen Situation befasst? Wenn ja, wie haben Sie es gelöst? Bearbeiten: primärseitiges FET-Datenblatt hier .

Die FREDs auspeitschen

$L_ {\text {Lk}}$$C_j$$C_j$$L_ {\text {Lk}}$

$2 n V_ {\text {in}}$$n$

Es gibt verschiedene Arten von Spannungsdämpfern. Klemmung, Energieübertragung resonant und dissipativ. Die Klemmen- und Resonanztypen erfordern mehr Teile und einige aktive Schalter, was sie meiner Meinung nach für diesen Fall unpraktisch macht. Ich werde mich daher nur mit dissipativen Dämpfern befassen, da diese am einfachsten sind und gut mit passiven Schaltern (wie Dioden oder Synchrongleichrichtern) funktionieren.

Die Form des dissipativen Dämpfers, die ich behandeln werde, ist eine Reihe RC, die parallel zu jeder Brückendiode angeordnet ist.

Einige Fakten zu RC-Dämpfungsdämpfern:

• $R_d$
• $C_d$$P_ {\text {Rd}}$$C_d F V^2$$C_j$

Einige Richtlinien und was mit RC-Dämpfungsdämpfern zu erwarten ist:

• $L_ {\text {Lk}}$$C_j$$R_d$$C_j$

• $C_d$$3 C_j\leq C_d\leq 10 C_j$$C_d$$3 C_j$$1.5 n V_ {\text {in}}$$C_d$$10 C_j$$1.2 n V_ {\text {in}}$

• $C_d$$10 C_j$

$P_ {\text {Rd}}$

• $C_d$$3 C_j$$P_ {\text {Rd}}$$C_d F V^2$
• $C_d$$10 C_j$$P_ {\text {Rd}}$$C_d F V^2$

$C_d$$10 C_j$

Dies ist ein klassisches Snubbering-Problem. Eine Diode kann nicht sofort von leitend zu sperrend wechseln. Die Ladung im PN-Übergang muss herausgefegt werden, und ein RC-Dämpfer über jeder Diode sollte dies unterstützen.

Früher habe ich industrielle Sanftstarter entworfen, und an den Mittelspannungsgeräten wurde viel an diesem Aspekt gearbeitet. Es ist lange her, dass ich in dieser speziellen Branche gearbeitet habe, daher kann ich mich nicht an die Werte für den Snubber erinnern, aber ich würde wahrscheinlich mit 0,1 uF und vielleicht 49 Ohm beginnen und sehen, wo die Dinge von dort aus anfangen zu wackeln.

60A Rückstrom! (aus dem Datenblatt) Das muss irgendwo hingehen ...

Wie Andrew Kohlsmith wäre mein erster Gedanke ein RC-Snubber über JEDE Diode, aber ich zögere es, darauf eine Antwort zu geben, es sei denn, Sie finden Präzedenzfälle mit ähnlicher Leistung. Andrew scheint die Erfahrung zu haben, um dieses Urteil zu fällen; Ich habe nicht an Industriemacht gearbeitet, ich nicht!

Aber lassen Sie uns ein paar Zahlen durchgehen: Da Ihr Durchlassstrom im Durchschnitt bei 25 A (8 kW, 350 V) liegt, verwenden wir denselben Wert für Irm - 25 A zu einem handlicheren 57V. Aber 25A * 49R ist ein bisschen hoch (!) - diese grobe Berechnung würde 4 Ohm (oder sogar 2) anstelle von 49 als Ausgangspunkt für den Dämpfungswiderstand vorschlagen.

Ich wiederhole: Ich habe nicht an Industriemacht gearbeitet, also sagen mir die Zahlen genau das. Ich würde Andrews Kommentar angesichts dieser Zahlen begrüßen.