Das Antreiben hochinduktiver Lasten zerstört den Mosfet-Treiber

Hintergrund

Ich versuche, mit einem System von Zündspulen relativ hohe Spannungen (> 200 kV) zu erzeugen. Diese Frage befasst sich mit einer einzelnen Stufe dieses Systems, die wir versuchen, irgendwo zwischen 40 und 50 kV zu erzeugen.

Ursprünglich wurde der Funktionsgenerator verwendet, um die MOSFETs direkt anzusteuern, aber die Ausschaltzeit war ziemlich langsam (RC-Kurve mit dem Funktionsgenerator). Als nächstes wurde ein netter Totempfahl-BJT-Treiber gebaut, der in Ordnung funktionierte, aber dennoch einige Probleme mit den Abfallzeiten hatte (die Anstiegszeit war großartig). Also haben wir uns entschlossen, ein paar MCP1402 Gate-Treiber zu kaufen .

Hier ist der Schaltplan (C1 ist die Entkopplungskappe für das MCP1402 und befindet sich physisch in der Nähe des MCP1402):

^{simulieren Sie diese Schaltung - Schaltplan erstellt mit CircuitLab}

Der Zweck der Transistoren am Anfang besteht darin, zu verhindern, dass die negativen Spannungen, die von unserem Funktionsgenerator (der schwer zu konfigurieren und leicht zu verschrauben ist) ausgehen, den MCP1402 erreichen. Unsere Fallzeiten, die in den MCP1402 gesendet werden, sind aufgrund dieser groben Anordnung ziemlich lang (1-2uS), aber es scheint eine interne Hysterese oder etwas, das dies verhindert, Probleme zu verursachen. Wenn dies nicht der Fall ist und ich den Fahrer tatsächlich zerstöre, lassen Sie es mich wissen. Das Datenblatt enthält keine Parameter für die Anstiegs- / Abfallzeit.

Hier ist das physikalische Layout:

Das blaue Kabel geht zur Zündspule und das schwarze Kabel geht zum Erdungsstreifen auf dem Tisch. Der obere TO92 ist der PNP und der untere TO92 ist der NPN. Der TO220 ist der MOSFET.

Experiment

Das Problem, das dieses Design gerade plagte, war eine Kombination aus Klingeln auf der Gate-Leitung und langsamen Schaltzeiten. Wir haben mehr MOSFETs und Totempfahl-BJTs zerstört, als mir einfällt.

Der MCP1402 schien einige der Probleme behoben zu haben: kein Klingeln, schnelle Abfallzeiten; es sah perfekt aus. Hier ist die Gate-Leitung ohne die Zündspule angebracht (gemessen an der Unterseite des Gate-Pins des MOSFET, wo der grün-weiße Draht oben eingesteckt ist):

Ich fand das toll und steckte die Zündspule ein. Das hat diesen Müll ausgespuckt:

Es ist nicht das erste Mal, dass ich diesen Müll auf meiner Torlinie gesehen habe, aber es ist das erste Mal, dass ich ein schönes Bild davon habe. Diese Spannungsspitzen überschreiten die maximalen Vgs des IRF840.

Frage

Nachdem ich die obige Wellenform aufgenommen hatte, fuhr ich alles schnell herunter. Die Zündspule erzeugte keine Funken und sagte mir, dass es dem MOSFET schwer fiel, rechtzeitig abzuschalten. Mein Gedanke ist, dass das Tor durch das Klingeln selbstauslösend war und unsere di / dt-Spitze abschneidet.

Der MOSFET war unglaublich warm, aber nach dem Abkühlen wurde er mit dem Multimeter überprüft (hohe Impedanz zwischen Gate-Source und Gate-Drain, niedrige Impedanz zwischen Drain-Source nach dem Laden des Gates, hohe Impedanz zwischen Drain-Source nach dem Entladen des Gates). . Dem Fahrer erging es jedoch nicht annähernd so gut. Ich habe den MOSFET entfernt und nur eine Kappe auf den Ausgang geklebt. Der Fahrer schaltete nicht mehr und heizte sich nur noch auf, daher glaube ich, dass es zerstört wird.

$2\Omega$

1. Was in aller Welt hat den Fahrer zerstört? Mein Gedanke ist, dass die großen Gate-Transienten ihren Weg zurück in das Gate gefunden haben und irgendwie den maximalen Rückstrom von 500 mA überschritten haben.

2. Wie kann ich dieses Klingeln unterdrücken und es sauber halten, wenn ich die induktive Last ansteuere? Meine Torlänge beträgt ca. 5cm. Ich habe eine Auswahl an Ferriten, die ich verwenden könnte, aber ich möchte ehrlich gesagt keinen anderen Gate-Treiber in die Luft jagen, bis mir jemand erklären kann, warum dies passiert ist. Warum tritt es erst auf, wenn ich eine hochinduktive Last daran anschließe?

3. Über der Zündspule befindet sich keine Sperrdiode. Dies war eine bewusste Entscheidung, um eine Begrenzung unserer Spannungsspitzen zu vermeiden, konnte aber falsch informiert werden. Würde das Abdecken der Primärspannungsspitze mit der Diodenkappe die Sekundärspannungsspitze überhaupt abdecken? Wenn nicht, würde ich gerne einen darüber legen, um nicht die teureren 1200-V-MOSFETs zu benötigen. Wir haben die Spitze der Drain-Source-Spannung bei etwa 350 V (~ 100 nS Auflösung) gemessen, aber dies geschah mit einem langsameren Gate-Treiber, sodass weniger di / dt auftrat.

4. Wir haben eine Auswahl von 1200V-IGBTs, die verwendet werden könnten (sie sitzen nur hier auf meinem Schreibtisch). Hätten diese so viel Mühe wie die MOSFETs, die diese Art von Last betreiben? Fairchild scheint zu empfehlen , diese zu verwenden.

Bearbeiten:

Ich habe gerade eine LTSpice-Simulation durchgeführt, bei der die Diode zum Schutz meines MOSFET über die Primärwicklung gelegt wurde. Es stellt sich heraus, dass es den Zweck der Schaltung zunichte macht. Hier ist die simulierte Sekundärspannung vor (links) und nach (rechts) dem Anlegen der Diode an die Primärspannung:

Ich kann also anscheinend keine Schutzdiode verwenden.

Heiliger Karpfen! Sie versuchen, 10 Sekunden lang ein lötfreies Steckbrett einzuschalten? Und Sie haben keine Flyback-Diode an Ihrem Transformator?

Wenn Sie dies tun wollen, müssen Sie lernen, schnelles Schalten und induktive Parasiten zu respektieren. Gehen Sie zu einer Bodenebene und machen Sie alle Schaltwege so kurz wie möglich. Bringen Sie außerdem eine 100-uF-Kappe (Tantal nach Wahl) an Ihrem MCP1402 an, damit die Flyback-Diode neben den langen Zuleitungen zur Batterie auch etwas zum Treiben hat.

Sie sehen diese regelmäßigen Unebenheiten in Ihrer unbelasteten Wellenform? Sie sind ~ 40 MHz Oszillationen und kein gutes Zeichen.

Eine Kombination aus der Rücktransferkapazität des IRF840 (120pF), dem du / dt der Drain-Spannung und dem eher schwachen Treiber (MCP1402) ist meine beste Vermutung.

Lesen Sie zunächst das Datenblatt des Treibers. Auf Seite 3 steht, dass der "Rückstromschutz" normalerweise mehr als 0,5 A beträgt. Dies ist ein Hinweis darauf, warum dieses Gerät möglicherweise ausfällt.

Als nächstes ist Q = CV oder dq / dt = I = C dv / dt.

Ich denke, dass der Strom durch die 120pF mit einer großen Änderung in du / dt auf dem Abfluss mehr ist, als der Fahrer bewältigen kann. Kurz bevor das Scope-Bild ganz schlecht wird, sehe ich in etwa 20ns so etwas wie eine 10V-Änderung:

I = 120 pF x 10 V / 20 ns - das sind 60 mA, aber das ist nur die Spannung, die am Gate gemessen wird. Sie könnte am Drain um das Zehn- oder Hundertfache größer sein, und daher könnte der Strom 600 mA bis 6 A betragen und seinen Weg durch den umgekehrten parasitären Kondensator erzwingen in den Treiberchip.

Das ist sowieso mein Verdacht. Ich würde einen Treiber verwenden, der in der Lage ist, zehn Ampere zu liefern, oder zumindest einen, der mit einem Rückstrom von zehn Ampere zurechtkommt.

Ich glaube, Andy hat etwas mit der Drain-Gate-Kapazität vor.

Aber auch: Messen Sie, was dies mit der 12-V-Versorgung tut. Das wäre ein alternativer Weg für Spikes durch den Gate-Treiber. Momentan zeigen Sie einen einzelnen 0,1-uF-Kondensator als Entkopplung, und ich vermute, das ist nicht genug. Möglicherweise benötigen Sie ein breites Entkopplungsspektrum von 10 nF bis 100 uF oder mehr. Wenn dies nicht ausreicht, sollten Sie den Gate-Treiber und die empfindliche Elektronik über ein LC-Filter und eine eigene lokale Entkopplung mit Strom versorgen.

Legen Sie einfach einen MKP-Kondensator mit 220..470 nF parallel zum Transformator, um die von der Induktionsspule erzeugte hohe Spitzenspannung zu dämpfen. Jetzt geht der unterbrochene Strom zum Kondensator, anstatt den FET zu zerstören.

Dies erfolgt in allen CRT-Fernsehgeräten und überwacht die horizontale Ausgangsstufe.