BJT Push-Pull für einen MOSFET

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Ich suche nach einer Möglichkeit, einen MOSFET mit diskreten Komponenten anzutreiben. Eigentlich muss ich ein paar MOSFETs mit Strömen von 100-150A ansteuern. Und ich frage mich, ob es möglich wäre, keine Treiber-ICs zu verwenden, um mehr Kontrolle über die Funktionalität, weniger Komplexität und weniger Kosten zu haben.

Ich habe mit verschiedenen Anordnungen experimentiert, mit Widerständen und Kondensatoren. Ich benutze ein Oszilloskop, um Klingeln, Anstiegs- / Abfallzeiten usw. zu überwachen.

Das Problem ist, dass die Anstiegs- / Abfallzeit sehr hoch wird, sobald ich Widerstände einführe.

Das Eingangssignal hat eine Anstiegs- / Abfallzeit von nur ca. 8-10 ns. Wenn nur die BJTs verwendet werden, kann das Signal bei ähnlichen Anstiegs- / Abfallzeiten leicht dupliziert werden. Sobald jedoch die Gate-Kapazität eingeführt ist, wird die Anstiegs- / Abfallzeit signifikant höher, z. B. 300-2000 ns.

Ich habe daher mit verschiedenen Methoden experimentiert, um die Anstiegs- / Abfallzeit zu verkürzen:

Methode A: NPN + PNP (Voltage-Follower? Strombeschaffung von Vcc?)

Ich habe die folgende Schaltung gemacht, ohne zu wissen, dass die Gate-Spannung niemals höher sein würde als die Eingangssignalspannung.

Ich brauche eine Gate-Spannung von mehr als 10 V, um Rdson zu minimieren.

schematisch

simulieren Sie diese Schaltung - Schema erstellt mit CircuitLab

Methode B: PNP + NPN

Ich habe mit verschiedenen Widerständen und Kondensatoren experimentiert:

schematisch

simulieren Sie diese Schaltung

Aber ich fand das:

  • Der Kondensator reduziert das Anstiegsklingeln, erhöht jedoch das Abfallklingeln und die Zeit => wird entfernt
  • Alle Widerstände außer R2 und R3 hatten einen nachteiligen Einfluss auf die Anstiegs- / Abfallcharakteristik => entfernt
  • Unter Verwendung von Potentiometern für R2 und R3 fand ich, dass der beste Widerstand R3 = 4k und R2 = 1,5k war.
  • Anstiegszeit 490 ns, Abfallzeit 255 ns.

Ich mache mir ein bisschen Sorgen, dass die Gate-Spannung nicht niedrig genug abfällt, z. B. bei etwa 400 mV zu bleiben scheint. Obwohl der Boden bei 250 mV abgelesen zu werden scheint, ist das Steckbrett vielleicht nur beschissen. Wie niedrig sollte die Gate-Spannung sein, um einen Wärmestau zu verhindern, wenn das Signal konstant niedrig ist (aus)?

Ich frage mich, ob ich noch etwas tun kann, um die Leistung zu verbessern.

Verbesserte Schaltung:

schematisch

simulieren Sie diese Schaltung

Oszilloskop:

Hinweis: Anscheinend wurde das Eingangssignal am Oszilloskop durch Einstellen invertiert. Ich werde die Screenshots später aktualisieren ...

Geben Sie hier die Bildbeschreibung ein Geben Sie hier die Bildbeschreibung ein Geben Sie hier die Bildbeschreibung ein

Außerdem habe ich die Basis des PNP in die folgenden Screenshots aufgenommen. Soll es so aussehen? Es sieht ein bisschen funky aus.

Es scheint, dass das Problem darin besteht, dass der NPN eingeschaltet bleibt, wodurch verhindert wird, dass das Gate aufgeladen wird.

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user95482301
quelle
Es ist nicht klar, ob Ihr Signalgenerator ein Signal erzeugt, das zwischen 0 und 5 V oder -2,5 und +2,5 V oder -5 und +5 V umschaltet, oder was. Eine Bereichsverfolgung würde helfen oder einen Hinweis darauf, welches Gerät Sie mit diesem Symbol darstellen.
Das Photon
Wenn die Basis des NPN bei 5 V liegt und der Emitter bei 6 V, warum sollte er dann leiten?
user253751
Warum brauchst du überhaupt eine Fahrerschaltung? 5 V reichen aus, um diesen MOSFET einzuschalten und einen Widerstand von 0,004 Ohm zu erreichen. Und wo klingelt dieses Klingeln? Wenn es an der Last ist, bellen Sie den falschen Baum an. Sie würden einen Dämpfer über den MOSFET benötigen.
Vince Patron
@ PrincePatron, ich muss 100A fahren. Aber vielleicht bin ich mit Rdson von 4 mOhm bei schneller Umschaltung besser dran als mit 2,5 mOhm bei langsamer Umschaltung. Außerdem muss ich voraussichtlich etwa 8 MOSFETs ansteuern, sodass ich nicht sicher bin, ob die MCU genügend Strom liefern kann. Kurz gesagt, ich dachte, die Verwendung von BJTs sei eine einfache Lösung, aber offensichtlich nicht.
user95482301
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Muss noch verbessert werden. Q2 ist stark übersteuert. = >> enorme Ausschaltverzögerung (= Speicherzeit). Gegen das Übersteuern wurde nichts unternommen. In der Vergangenheit waren diese Gegenmaßnahmen bekannt, aber sie scheinen heute im Staub geblieben zu sein. Zweitens: Q1 pusht kontinuierlich und Q2 hat es schwer, es zu gewinnen. Wahrscheinlich liegt die minimale Vgs bei 0,3 V. Sie sollten den 0V / 5V-PWM-Ausgang über einen nicht gesättigten Pufferverstärker verwenden, der während der gewünschten Zustandsübergangszeiten genügend Ladung aus dem Gate des Mosfet einspeisen und abziehen kann. Möchten Sie mehr wissen? Bitte schreiben Sie einen Kommentar. Verweise auf meine Antwort.
user287001

Antworten:

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Ihre BJTs befinden sich in einer Follower-Konfiguration. Dies bedeutet, dass sie eine Stromverstärkung liefern können, jedoch keine Spannungsverstärkung. Tatsächlich sind die Emitter ein Diodenabfall UNTER der Basis für positiv verlaufende Signale. Wenn Sie 6 V am Gate haben, müssen Sie ungefähr 6,7 V an Ihrem Signalgenerator haben.

Die BJT-Wiki-Seite enthält Links zu den drei gängigen Verstärkerformen, in denen mehr über die Eigenschaften von BJT-Verstärkern erklärt wird.

BJT Wiki

Die Stromverstärkung ist eine gute Sache, denn um die Gatekapazität des FET in kurzer Zeit aufzuladen, benötigen Sie hohe Spitzenströme: I = C * dv / dt.

Eine Möglichkeit, einen höheren Spannungshub zu erzielen, besteht darin, vor Ihrer Gate-Ansteuerstufe einen BJT-Pegelumsetzer hinzuzufügen, der von 5 V auf 12 V übersetzt. Natürlich würde ein einstufiger BJT-Pegelumsetzer das Signal invertieren, aber oft können Sie damit an der Signalquelle umgehen.

Geben Sie hier die Bildbeschreibung ein

Der Pull-up-Widerstand muss einen ausreichend kleinen Wert haben, damit Sie eine akzeptable Anstiegszeit für Ihre Anwendung erhalten. VCC wäre Ihre 12-V-Versorgung, und der Basiswiderstand sollte so dimensioniert sein, dass angesichts des Beta des Transistors eine Sättigung mit dem 5-V-Antrieb gewährleistet ist. ! Y sollte eine Verbindung zu den Basen Ihrer BJT-Gate-Treiberstufe herstellen.

Wenn Ihr Ziel jedoch schnelle Anstiegs- und Abfallzeiten vom FET ist und Sie nichts über BJTs lernen, sollten Sie wahrscheinlich einen kommerziellen Gate-Treiber-IC verwenden. Suchen Sie nach Optionen von IR / Infineon, Texas Instruments, Intersil oder Maxim.

Hier ist eine kostengünstige Option von TI:

UCC27517

John D.
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Was soll ich dann stattdessen verwenden? Ich habe es zuerst mit dem PNP zwischen dem Gate und 12V versucht, aber es fing an zu rauchen.
user95482301
Wäre es auch sinnvoll, stattdessen einen Operationsverstärker wie den LM358P zu verwenden?
user95482301
Antwort bearbeitet, um Kommentare zu adressieren.
John D
@ user95482301: Wenn Sie es sich leisten können, einen IC zu verwenden, empfehle ich die Verwendung eines dedizierten Pegelwandler- / Treiber-IC, wie in meiner Antwort vorgeschlagen.
Curd
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Der IR2101 ist auch eine gute Wahl. Sie sind sich nicht sicher, wo Sie den hohen Preis für das UCC27517 gesehen haben. Auf der TI-Website sind es 0,49 US-Dollar (1 ku). Auf Anfrage erhalten Sie 10 Stück kostenlos als Muster. Es befindet sich in einem SOT-23-Paket, das für das Prototyping recht einfach zu handhaben ist, sich aber mit dem IR-Teil wohler fühlt.
John D
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Die erste Version - ein Push-Pull-Emitterfolger sollte in Ordnung sein, wenn nur der maximal verfügbare Mosfet VGS = +4,3 V ausreicht. Der Pulldown-Widerstand von ca. 100 Ohm sollte von BJT-Emittern zu GND eingeführt werden, um den Ausschaltzustand des Mosfets zu gewährleisten, da der PNP unter +0,7 V nicht effektiv herunterzieht. Zusätzlich sollten einige Ohm-Dämpfungswiderstände, die direkt in den Gate-Anschluss des Mosfets eingesetzt werden, dies verhindern Einige Klingeltöne werden durch Kapazität und Drahtinduktivität verursacht.

Ihre zweite Version hat eine Verknüpfung. Denken Sie an die aktuelle Route Q2 Basis-> R3-> R2-> Q1 Basis.

Der Emitterfolger hat keine Sättigung und somit keine Ausschaltverzögerung aufgrund der Diffusionskapazität.

Verwenden Sie, wie andere Antworten vorschlagen, einen Gate-Treiber-IC. Es erledigt die Arbeit mit einer Nullabstimmung und einer geringeren Wahrscheinlichkeit, sich während Betriebsspannungsübergängen undenkbar zu verhalten.

Nachtrag fälliger Kommentar des Fragestellers, der besagt, dass der Strom 100 A beträgt

Ein-Zustand-ID von 100 Ampere erfordert ernsthafte Aufmerksamkeit und noch mehr, wenn die Schaltrate hoch ist. Führen Sie einen Testlauf durch, indem Sie das Gate von einem normalen 50-Ohm-Zout-Rechtecksignalgenerator ansteuern. Verwenden Sie eine niedrige Schaltfrequenz und beginnen Sie aus Sicherheitsgründen mit einem unipolaren Signal von mehr als +6 V. Das Oszilloskop in Vgs gibt eine Vorstellung davon, wie viel Ladung benötigt wird, um für Zustandsübergänge in der gewünschten Übergangszeit zu injizieren und zu entfernen. Das bestimmt den gewünschten Antriebsstrom. Das Oszilloskop in Vds zeigt die benötigten Vgs.

Die beschriebenen Messungen bilden die Grundlage für die Gestaltung des Treibers.

user287001
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Das Problem ist, dass ich 100A schalten muss, also muss Rdson so klein wie möglich sein.
user95482301
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@ user95482301 Wenn Sie den vorgeschlagenen Testlauf mit einem Signalgenerator durchführen, den niedrigsten verwendbaren Generatorausgangspegel für ausreichend niedrige Vds finden und das Dual-Trace-Oszilloskop-Diagramm von Vds und Vgs veröffentlichen, erhalten Sie höchstwahrscheinlich eine Reihe geeigneter Designs. Die Handlung muss die Übergänge gut offenbaren. Sie müssen die endgültige Ladung verwenden.
user287001
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Andere Leute haben bereits IC-MOSFET-Treiber vorgeschlagen. Klingt so, als ob Sie wirklich einen diskreten Treiber machen möchten.

Hier ist eine Schaltung und es ist im Grunde das, was sich in einem Treiber-IC befinden würde. Dies führt zu einer 100-Ampere-Umschaltung mit einer Übergangszeit von etwa 100 ns, um die Verlustleistung des MOSFET auf ein Minimum zu beschränken.

Q1 ist ein einfacher invertierender Pegelumsetzer, um den Signalhub auf 12 Volt zu bringen. M2 und M3 bilden einen MOSFET-Push-Pull-Treiber. R4 und R5 dienen dazu, den Durchschussstrom zu begrenzen, um eine Beschädigung von M2 und M3 zu vermeiden, da beide beim Übergang zwischen 0 und 12 V für einen kleinen Bruchteil der Zeit eingeschaltet sind.

Ohne R4 und R5 würde der Durchschussstrom ihre maximalen Drainstromwerte überschreiten. In einem tatsächlichen IC wären M2 und M3 klein genug, um einen ausreichend hohen Rds-On-Wert zu haben, anstatt tatsächliche Widerstände zu setzen.

Zusätzlich führt M2 / M3 eine Inversion durch, um zur normalen Logik zurückzukehren. Schließlich dient M3 als Hochstromtreiber für den 100-Ampere-Strom.

Geben Sie hier die Bildbeschreibung ein

Beachten Sie, dass das Ausschalten von M1 etwa 2 us verzögert. Wenn Sie Ihre Last nicht mit einer hohen Frequenz schalten, ist dies kein Problem.

Ich würde definitiv nicht empfehlen, diese Teile zu verwenden; Ich habe diese nur von LTspice ausgewählt. Zum Beispiel ist M1 auf 35 A Dauerbetrieb begrenzt. Ersetzen Sie diese Teile durch Teile, die für Ihr Design geeignet sind, und führen Sie die Simulation erneut aus. Testen Sie dann Ihren Prototyp, um die Leistung zu bestätigen. Auf jeden Fall könnte diese Strecke ein guter Ausgangspunkt für Sie sein.

Vince Patron
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> Hier ist eine Schaltung. eine gute Strecke. Ich würde vorschlagen, dass das OP eine Analyse darüber durchführt, wie viel Strom er benötigt, um in das Tor zu liefern. Wenn er eine 100a-Last wechselt, ist es ein sehr bulliger Mosfet. Bei moderaten Frequenzen muss er wahrscheinlich mehrere Ampere (Peak) in das Gate liefern.
Dannyf
Damit die obige Schaltung dies tut, müssen Sie die beiden 22R-Widerstände reduzieren. Dann taucht das Problem des Durchschusses auf und Sie haben die Totzeit gemeistert.
Dannyf
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Die Hauptursache für die Verlangsamung ist "die gleiche alte und heute so typische", dass "keine Tricks verwendet werden, um den BJT-Schalter schnell zu halten". Die fehlenden Tricks sind: 1) Geschwindigkeitskondensator, 50 pf parallel zu R2 2) Sättigung durch Klemmen verhindern, dh bei Q1 eine Diode mit niedrigem Vorwärtsabfall von b nach c setzen, um den übermäßigen Basisstrom abzusaugen. Eine Schottky-Diode ist gut, eine Germanium-Diode ist passierbar. Diodenanode zu b, Kathode zu c. Ich habe versucht, diese Tricks als Bearbeitung einzufügen, aber der Peer hat sie abgelehnt (keine Oldtimer mehr im Peer?)
user287001
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Klingt nach einer hervorragenden Verbesserung. Wurde wahrscheinlich abgelehnt, weil es als andere Antwort angemessener wäre. Bitte poste es als neue Antwort. Wir werden alle daraus lernen. Oder ich werde es später versuchen und diese Antwort bearbeiten m
Vince Patron
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Das schnelle Umschalten von 100 Ampere ist gefährlich, wenn nicht für Sie, dann für die Lebensdauer der Schaltung.

Nehmen wir irgendwo 4 "Draht an. Das sind ungefähr 0,1 uH. Ungefähr. Ich bin sehr glücklich, wenn ich davon ausgehe, dass 1 Meter Draht 1 Mikro-Henry-Induktivität ist, da ich einige vorsichtige Berechnungen der Rückseite der Hülle durchführen und größeren Schäden ausweichen kann.

Schalten wir diese 100 Ampere in 10 Nanosekunden aus. Mit einer Induktivität von 0,1 uH in Source oder Drain. Was geschieht?

V.=L.dich/.dT.
V.=100neinnÖH.enry100einmps/.10neinnÖS.ecÖnds

Wenn Sie sich im Abfluss befinden, haben Sie gerade den Power-MOSFET ausgelöscht.

Wenn Sie sich in der Quelle befinden, erhalten Sie wahrscheinlich ein negatives Rückkopplungsverhalten, das das Ausschalten für viele, viele Nanosekunden verhindert. Ich habe dies persönlich gesehen, mit langen Testleitungen in 9-A-Treibern.

analogsystemsrf
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Das ist ein wirklich guter Punkt. Ich bin überrascht, dass es noch niemand erwähnt hat. Vielleicht könnte auch jemand anderes einen Kommentar abgeben?
user95482301
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Gibt es eine Lösung für dieses Problem? Oder müsste ich das Problem der Strombegrenzung auf andere Weise angehen, z. B. mit Widerständen? Und ist das nicht ein allgemeines Problem, selbst für einen normalen SPST-Netzschalter? Ich werde diese Methode auch für OVP / UVP / OCP für meine Batteriebank verwenden, die sich im eingeschalteten Zustand befindet, jedoch nur ein einziges Schaltereignis aufweist. Ich vermute, dass das, was Sie beschreiben, auch für ein Überstromereignis relevant wäre. Wäre es genug, einen Zener mit 1000 V zu haben? Ich gehe davon aus, dass die Nennleistung nicht viel sein muss.
user95482301
Korrektur: V=L∗di(t)/dtnicht V=L∗dt/dT. Quelle: en.wikipedia.org/wiki/Inductance .
Gabriel Staples
Wie kann man das angehen? Verwenden Sie Masseebenen unter den Drähten und Leiterbahnen. Wenn Drähte dann Klebeband verwenden, um die Drähte gegen die Ebene zu halten, verwenden Sie MOSFET-Gehäuse mit niedriger Induktivität, verteilen Sie den Strom durch mehrere MOSFETs und verwenden Sie RC-Dämpfer (einen an jedem MOSFET, um kleine Abstände zu gewährleisten) absorbieren momentan die Magnetfeld-Energie und zerstreuen die Energie.
Analogsystemsrf
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Es gibt pegelkonvertierende Treiber-ICs nur für diesen Zweck, z. B. DS0026 oder MC34151 . .

Sie haben TTL / CMOS-kompatible Eingänge, schnelle Anstiegs- und Abfallzeiten und können ziemlich hohe Ströme ansteuern. Alle Funktionen, die zum schnellen Ein- und Ausschalten von MOSFETs erforderlich sind.

Quark
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Wäre es möglich, stattdessen nur einen Opamp zu verwenden?
user95482301
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Ich habe eine Antwort auf meine Frage gefunden: "Schnelles Ein- und Ausschalten, um eine übermäßige Verlustleistung zu vermeiden, wenn das Gerät im linearen Modus betrieben wird. Dies erfordert ein Gerät, das eine Schiffsladung Strom sehr schnell bewegen kann. Ein 741 wird dies einfach nicht." schneide den Senf."
user95482301
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Ein OpAmp hat folgende Nachteile: (1) Er kann nicht so schnell schalten. (2) Er kann nicht so viel Strom liefern wie ein spezialisierter Pegelwandler / Treiber-IC. Dies führt zu einem langsameren Laden / Entladen des MOSFET-Gatters, was zu einer höheren Verlustleistung im MOSFET führt.
Curd
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<warum 0-6v?

Der Emitter von Q2 liegt 0,7 V über der Basis von Q2, was 0-5 V entspricht. Das ist deine Antwort.

dannyf
quelle
Ja. Ich dachte, Q1 würde es auf 12V bringen, aber ich
liege