Wie kann ich Komponenten für einen EMV-Filter für ein Frequenzumrichter mit variabler Frequenz richtig dimensionieren?

Eines der Produkte, die mein Unternehmen entwickelt, sind im Wesentlichen gängige Busstromversorgungen für Frequenzumrichter. Bisher haben wir nur in die USA verkauft. Wir erwägen, nach Europa zu verkaufen. Nach den CE-Normen müssen wir verschiedene Anforderungen erfüllen: Konstruktionssicherheit, Störfestigkeit, Strahlungslärm, leitungsgebundener Lärm und RoHS. Ich glaube nicht, dass wir für die meisten dieser Probleme viel an unseren Designs ändern müssen. Das leitungsgebundene Rauschen scheint jedoch einige zusätzliche Komponenten zu erfordern. Ich muss herausfinden, was diese Komponenten sind, bevor wir mit der Bewertung der Standards fortfahren können.

Ich kenne eine Reihe von Frequenzumrichtern verschiedener Hersteller sowie einige andere gängige Busstromversorgungen. Alles, was ich gesehen habe, hat ein sehr ähnliches EMV-Filterdesign, einschließlich zweier optionaler PE-Schutzbrücken, die je nach Wunsch hinzugefügt oder entfernt werden können. Das Folgende ist meine Theorie über die Art und den Zweck dieser Filter. Wenn es einen Fehler in meinem Verständnis gibt, wird dies offensichtlich die Antwort auf meine letzte Frage beeinflussen!

Dies stellt einen Frequenzumrichter dar, der von einem geerdeten Neutralwandler mit einer Drehstromdrossel zwischen beiden gespeist wird. FETs werden verwendet, weil im Schaltplaneditor kein Symbol für einen IGBT vorhanden ist.

^{simulieren Sie diese Schaltung - Schema erstellt mit CircuitLab}

Wenn die IGBTs schalten, hat die Schaltflanke einen Frequenzinhalt im Megahertz, was bedeutet, dass parasitäre Kapazitäten eine Rolle spielen. Ich werde diejenigen mit einer einzigen Kapazität von Gleichstrom zu Erde darstellen, obwohl die Kapazität natürlich auf die Motorleitungen, das Gehäuse und jede andere Komponente im System verteilt ist.

^{simulieren Sie diese Schaltung}

Da jede Phase des Transformators eine Quelle ist, muss Strom an einem Ende der Wicklung und dann zurück zum geerdeten Neutralleiter fließen. Wenn die parasitäre Kapazität vorhanden ist, gibt es zwei Pfade: in einem Wechselstromeingang des Frequenzumrichters und in einem anderen oder in einem Wechselstromeingang und heraus durch die parasitäre Kapazität. Natürlich folgt der Strom allen Pfaden im Verhältnis zu ihrer Impedanz. Bei hohen Frequenzen ist die parasitäre Kapazität eine viel niedrigere Impedanz als der weitgehend induktive Pfad durch den Wechselstromeingang. Im Wesentlichen haben wir einen Stromteiler, und der Kondensator nimmt bei hohen Frequenzen viel mehr Strom auf als der andere Pfad.

Der Stromfluss durch die parasitäre Kapazität hat negative Auswirkungen. In der physischen Realität ist dies ein Stromfluss durch jedes geerdete Objekt in der Nähe des Frequenzumrichters, der Motorleitungen und des Motors. Das macht das gesamte System im Grunde genommen zu einer riesigen Antenne, die den Frequenzinhalt der Schaltflanke sendet, ganz zu schweigen davon, dass möglicherweise andere Bodenreferenzen in der Nähe durcheinander gebracht werden. Es kann auch andere schlechte Effekte geben, die ich nicht verstehe.

Wir können diese parasitäre Kapazität nicht beseitigen. Wir können den Frequenzinhalt der Schaltflanke auch nicht wesentlich reduzieren (obwohl wir die IGBT-Umschaltung bis zu einem gewissen Grad verlangsamen können ). Was wir tun können, ist die Impedanzverhältnisse zu ändern und die durch die parasitäre Kapazität fließende Strommenge zu reduzieren.

Zuerst fügen wir eine Gleichtaktdrossel hinzu. Dies kann entweder über den DC-Bus oder den AC-Eingang erfolgen, aber früher im Stromfluss ist wahrscheinlich besser als später. Ich werde meine auf dem DC-Bus zeigen, um das Zeichnen zu vereinfachen.

^{simulieren Sie diese Schaltung}

Eine optimale Gleichtaktdrossel erscheint als Impedanz Null für jeden Strom, der symmetrisch durch das Gerät fließt. Stattdessen erscheint es als hohe Induktivität für Differenzströme. Diese Vorrichtung hat die Induktivität des Pfades durch die parasitäre Kapazität erhöht, ihre Hochfrequenzimpedanz erhöht und den Stromfluss durch diesen Pfad verringert.

Zweitens fügen wir Kondensatoren von der Wechselstromleitung zur Erde hinzu.

^{simulieren Sie diese Schaltung}

Diese Kondensatoren bieten den hochfrequenten Schaltströmen einen Pfad zur Erde, der nicht durch die Gleichtaktdrossel blockiert wird. Die Gesamtimpedanz dieses Weges zur Erde ist jetzt viel niedriger als die der parasitären Kapazität. Im Gegensatz zur parasitären Kapazität sind dies physikalische diskrete Kondensatoren, die direkt an ein Erdungskabel gebunden sind. Die Schaltströme sind auf einem definierten Pfad enthalten, anstatt die Erdung der gesamten elektrischen Nachbarschaft zu verschmutzen.

(Hinweis: In tatsächlichen VFDs sind diese Kondensatoren normalerweise wie hier dargestellt angeordnet . Ich glaube nicht, dass die Anordnung für die Zwecke dieser Frage von Bedeutung ist, solange die Kapazität zwischen Leitung und Neutralleiter erreicht wird. Außerdem müssen diese Kondensatoren eine haben Sicherheitsbewertung der Y-Klasse.)

Da die Gleichtaktdrossel eine Streuinduktivität aufweist, fügt sie dem Pfad durch die Wechselstromleitungsfilterkondensatoren eine hohe Hochfrequenzimpedanz hinzu. Daher fügen wir unsere dritte Filterkomponente hinzu, Kondensatoren am DC-Bus nach der Gleichtaktdrossel.

^{simulieren Sie diese Schaltung}

Diese Kondensatoren haben die gleiche zusätzliche Differenzimpedanz wie die parasitäre Kapazität, aber ihr Wert ist viel höher als der der parasitären Impedanz, und daher ist ihre Impedanz niedriger. Wie die Wechselstromleitungskondensatoren müssen auch diese Y-bewertet sein.

All das verstehe ich oder denke zumindest, dass ich es tue. Aber wie dimensioniert man diese Komponenten angemessen?

Es scheint mir, dass das beste Szenario offensichtlich ist. Stellen Sie zunächst die Filterkondensatoren so groß wie möglich ein und geben Sie die minimale Hochfrequenzimpedanz an. Wir benötigen Y-Kondensatoren mit den entsprechenden erforderlichen AC- und DC-Nennspannungen, die uns für einen einzelnen Kondensator in den Bereich <1 uF bringen. Wahrscheinlich Film, obwohl es einige Keramikkappen mit Y-Rating gibt. Wir können aber so viele Kondensatoren parallel schalten, wie wir möchten. Woher weiß ich, wann ich aufhören soll?

Zweitens muss die Gleichtaktdrossel eine möglichst hohe Differenzimpedanz und eine möglichst niedrige Streuinduktivität aufweisen. Ich weiß nicht viel über Wicklungsinduktoren, aber dies scheint die Verwendung eines großen Kerns mit minimalen Windungen zu bedeuten. Aber auch hier können wir beliebig große Kerne erhalten oder zusammenbauen.

Offensichtlich gibt es ein akzeptables Minimum für diese Komponentenwerte, wodurch wir hinsichtlich Größe und Kosten optimieren können. Wie finde ich heraus, was es ist und wann ich es erreicht habe? Und gibt es tatsächlich einen maximal zulässigen Wert für eine dieser Filterkomponenten?

Okay, ich glaube ich verstehe es jetzt. Es ist ein Jahrzehnt her, seit ich so etwas in der Schule gemacht habe, und ich habe es nie verstanden, als ich es tat. Aber hier geht.

Beginnen Sie mit dem Antriebsschema, aber wir werden uns nur mit einem Wechselrichterschenkel befassen. Wir werden die parasitäre Kapazität auf dieses Motorbein verschieben. Der Einfachheit halber werden wir auch den zusätzlichen Leitungsinduktor entfernen. Wir werden es später wieder hinzufügen.

^{simulieren Sie diese Schaltung - Schema erstellt mit CircuitLab}

Jetzt interessieren wir uns für die Hochfrequenzanalyse. Das heißt, alle "Quellen" werden zu Kurzschlüssen. Wir werden die DC-Buskappen als kurz betrachten, weil sie im Vergleich zu allem anderen so groß sind. Wir werden Dioden auch als Kurzschlüsse behandeln. All dies bedeutet, dass alle unsere AC- und DC-Leitungen jetzt ein einziger "Strom" -Knoten sind, der der Anschluss des Quellentransformators ist.

Wir müssen auch herausfinden, wie diese FETs zu behandeln sind. Beim ersten Durchgang handelt es sich um eine Rechteckspannung zwischen dem Leistungsknoten und der parasitären Kapazität.

(Offensichtlich ist dies in Wirklichkeit keine perfekte Rechteckwelle. Das hätte einen unendlichen Frequenzgehalt, auf den jemand einmal hingewiesen hat, würde das Universum zerstören. Die IGBTs haben eine endliche Schaltzeit, daher ist die Spannungswelle eher wie ein Trapez. Details dazu wird später von entscheidender Bedeutung sein.)

^{simulieren Sie diese Schaltung}

Wir sind besorgt darüber, die Auswirkung dieser Rechteckwellenspannung auf die Spannung an den Transformatoranschlüssen zu verringern, was in diesem Fall die Spannung über Lsource bedeutet . Was wir hier haben, ist ein Spannungsteiler, den wir in einer allgemeineren Anordnung neu zeichnen können.

^{simulieren Sie diese Schaltung}

Dies ist das grundlegendste, ungefilterte Layout, das nur parasitäre Elemente enthält. Die Übertragungsfunktion ist nur ein komplexer Spannungsteiler.

Lassen Sie uns die Extreme überprüfen, um festzustellen, ob sie sinnvoll sind.

• Eine Quelle von Null würde in Wirklichkeit bedeuten, dass die Quelle unendlich steif und unmöglich zu verzerren ist. In den Gleichungen bedeutet dies, dass die Spannungsübertragungsfunktion Null ist, was bedeutet, dass keine der Schaltspannungen über Lsource erscheint. Konsistent.
• Parasitäre Kapazität von Null in der Realität bedeutet, dass wir keine kapazitive Kopplung und somit kein Rauschen haben. In den Gleichungen gibt dies unserer Übertragungsfunktion eine Verstärkung von Null, was wiederum kein Schaltrauschen über Lsource bedeutet. Konsistent.
• Bei unendlicher Frequenz ist Cpa ein Kurzschluss und Lsource ist offen. Das heißt, die volle Schaltspannung erscheint an Lsource.
• Bei einer Frequenz von Null ist Cpa ein offener Stromkreis und Lsource ein Kurzschluss. Das bedeutet, dass an Lsource keine Spannung auftritt.

Mit anderen Worten, wir haben hier ein einpoliges Hochpassfilter mit einer Winkeleckenfrequenz von . Je höher die Frequenz des Rauschens ist, desto wahrscheinlicher ist es, dass es sich an den Transformatoranschlüssen manifestiert. Das ist offensichtlich das Gegenteil von dem, was wir wollen.$\frac{1}{\sqrt{L_{sc}C_{pa}}}$

Fügen wir also unsere erste Komponente hinzu, die Filterkondensatoren vom DC-Bus zur Erde. In unserem Modell ist dies ein Kondensator, bei dem ein Ende mit der Erde und das andere Ende zwischen der Quellenimpedanz und der Rauschquelle verbunden ist. Mit anderen Worten, es ist ein Kondensator parallel zu Lsource.

^{simulieren Sie diese Schaltung}

Jetzt haben wir einen anderen Spannungsteiler mit einer Übertragungsfunktion von:

Wieder werden wir die Extreme überprüfen, um festzustellen, ob sie sinnvoll sind.

• Wenn Cdc 0 ist, haben wir die Übertragungsfunktion, die wir hatten, bevor wir die Kondensatoren hinzugefügt haben, was sinnvoll ist.
• Bei einer Frequenz von Null erhalten wir immer noch kein Rauschen über die Quellenimpedanz. Der Hochpassfilter ist nicht verschwunden.
• Bei unendlicher Frequenz wirkt Cdc als Kurzschluss, was bedeutet, dass wir jetzt keine Rauschspannung über der Quellenimpedanz erhalten. Durch Hinzufügen dieses Kondensators haben wir einen Tiefpassfilter erster Ordnung erhalten, der das Rauschen reduziert, gegen das wir kämpfen wollen.

Insbesondere ist die Eckfrequenz dieses Filters .$\frac{1}{\sqrt{L_{sc}(C_{pa}+C_{dc})}}$

Jetzt fügen wir unsere zweite Filterkomponente hinzu, die Gleichtaktdrossel um den DC-Bus. Als Gleichtaktdrossel fügt sie allen asymmetrischen Strömen eine Induktivität hinzu, einschließlich der Wege zur Erde durch Cdc und Cpa. Wir können es so zeichnen:

^{simulieren Sie diese Schaltung}

Die Algebra wird zu diesem Zeitpunkt immer umfangreicher, aber jetzt haben wir ein Tiefpassfilter erster Ordnung mit einer Eckfrequenz von . Wir sind immer noch ein Filter erster Ordnung und haben den Pol nur auf eine niedrigere Frequenz gebracht.$\frac{1}{\sqrt{(L_{sc}+L_{cm})(C_{pa}+C_{dc})}}$

Jetzt fügen wir die Wechselstromleitungskondensatoren hinzu.

^{simulieren Sie diese Schaltung}

Dies wird zu einem Tiefpassfilter zweiter Ordnung mit zwei Polen an sehr komplexen Stellen zum Ausdrücken.

Fügen Sie den Leitungsinduktor wieder in ...

^{simulieren Sie diese Schaltung}

Und wir erhalten das gleiche Tiefpassfilter zweiter Ordnung, aber mit einem Spannungsteiler darüber, der die Pole zurück zu niedrigeren Frequenzen verschiebt. Wir werden so tun, als wäre das momentan nicht da, da es in einigen Installationen optional ist.

Jede Stufe gibt uns zusätzliche -3 dB bei der Eckfrequenz (Teilen der Spannung durch sqrt (2)). Jede Stufe ergibt eine zusätzliche Steigung von -20 dB / Dekade, was bedeutet, dass die Spannung jedes Mal, wenn die Frequenz um das 10-fache ansteigt, um den Faktor zehn verringert wird. Ein Filter zweiter Ordnung hätte also -6 dB bei der Eckfrequenz, was bedeutet, dass an diesem Punkt die Spannung 1/2 des ungefilterten Wertes beträgt. Und bei 10-facher Frequenz sind wir um -46 dB gesunken, was bedeutet, dass die Spannung jetzt 1/200 des ungefilterten Werts beträgt.

Ich habe mir die CE-Spezifikationen noch nicht persönlich angesehen, aber pro MTE , der dies für seinen Lebensunterhalt tut, sind CE-Grenzwerte Effektivspannungen von:

• 150 kHz - <500 kHz 66 dB (uV)
• 500 kHz - <5 MHz 60 dB (uV)
• 5 MHz - <30 MHz 60 dB (uV)

Was sind nun 60 dB (uV)? 20 dB sind 10x, also 60 dB sind 1000x. 60 dB (uV) sind 1 mV. 6 dB ist 2x, also 66 dB (uV) sind 2 mV.

Sie zeigen auch, dass der typische ungefilterte PWM-Antrieb im interessierenden Frequenzbereich ~ 120 dB (uV) abgibt, was ungefähr einem Volt-Effektivwert entspricht. Nehmen wir an, es handelt sich um ein 230-VAC-Laufwerk (DC-Bus von 325), das mit 4 kHz und einer Schaltzeit von 100 nS umschaltet (angemessen, basierend auf Infineon FS75R06 ). Unter der Annahme, dass die Schaltspannung eine Dreieckswelle ist, wäre der Effektivwert davon . D ist 100 nS / 250 uS oder 1/2500. Das ergibt eine RMS-Schaltspannung von ca. 3,75 Volt (ca. 130 dB uV). Nun ist es wirklich nicht annähernd so einfach, dass der Frequenzinhalt der Schaltflanke über das Spektrum verteilt ist. Aber wir sind irgendwo im Stadion.$325\sqrt{\frac{D}{3}}$

Wir müssen also bei 150 kHz von 130 dB auf 66 dB herunterfiltern, was 64 dB entspricht. Die Eckfrequenz gibt uns -6 dB, also brauchen wir 58 dB mehr. bei -40 dB / Dekade sind das 1,45 Jahrzehnte vor 150 kHz oder 28,18x bei einer Eckfrequenz von 5,3 kHz.

Angenommen, wir haben eine Gleichtaktinduktivität von 100 uH, was wie eine vernünftige reale Zahl erscheint, etwa sechs Windungen um einen Kern mit einem Durchmesser von ~ 2 ", der bei Digikey auf Lager ist. Wir können auch eine Quellenimpedanz von 100 uH annehmen, die MTE auflistet Als Impedanz von 5% für ein 30-kW-230-VAC-System. Wenn wir die verrückte Algebra durch XCAS laufen lassen, erhalten wir Wechselstrom- und Gleichstromkapazitäten gegen Masse von jeweils etwa 5,5 uF, was für die auf Digikey verfügbaren Kappen eine völlig vernünftige Zahl ist. Dies gibt uns zwei Pole, einer bei ungefähr 8 kHz, der andere bei ungefähr 2,9 kHz. Sie sind ungefähr bei 5,3 kHz zentriert.

Interessanterweise hat der tatsächliche Wert der parasitären Kapazität einen relativ geringen Einfluss auf die Filterübertragungsfunktion. Was es nicht beeinflussen die Gesamtimpedanz der Last durch den Rechteckgenerator gesehen. Bis wir addierten , war die von der Rechteckwelle gesehene Impedanz bei allen Frequenzen relativ hoch; jetzt nimmt es mit zunehmender Frequenz ungebunden ab. Je niedriger diese Impedanz ist, desto größer sind die momentanen Spitzenströme durch die Schaltgeräte, die zu Problemen mit abgestrahltem Rauschen und möglichen Entsättigungsereignissen führen können. $C_{dc}$$C_{pa}$dominiert diese Impedanz über einen bestimmten Punkt hinaus. Zum Beispiel haben wir mit unseren obigen Werten und einem einpoligen Filter eine 1-MHz-Impedanz von 16 kOhm mit einer parasitären Kapazität von 10 pF. Das sind nur ein paar mA Strom. Wenn wir jedoch die parasitäre Kapazität auf 1 nF erhöhen, verringern wir die Impedanz auf 160 Ohm.

Die Nennleistung des Frequenzumrichters hat ebenfalls relativ geringe Auswirkungen, außer insoweit, als sie die Quellen- und Leitungsinduktivitäten beeinflusst.